當(dāng)前消費(fèi)類電子產(chǎn)品的巨大市場和發(fā)展?jié)摿?使采用電池供電的便攜式產(chǎn)品的小功率、低功耗、高效率、小體積、輕重量的直流電平轉(zhuǎn)換器(DC/DC Converter)發(fā)展迅猛。對(duì)于許多應(yīng)用于便攜式產(chǎn)品中的電子系統(tǒng)，如彩色LCD顯示屏、手機(jī)背光屏等，DC/DC是其非常理想的電源轉(zhuǎn)換器件[1]。

　　本文基于2μm 15V雙極型工藝設(shè)計(jì)了一種電流控制型PFM Boost DC-DC開關(guān)變換器芯片，通過采用低反饋電阻技術(shù)減小外部反饋電阻的損耗，并采用負(fù)載電流反饋技術(shù)調(diào)節(jié)系統(tǒng)占空比以減小系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓電流紋波系數(shù)。芯片采用Fixed-On-Time控制方式，當(dāng)整個(gè)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)處于Boost PFM的不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，而這種工作模式具有天然的穩(wěn)定性[2]。

　　1 電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

　　系統(tǒng)采用如圖1所示典型的電流控制型PFM Boost DC-DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，虛線框內(nèi)為芯片原理框圖，框外為外圍器件連接示意圖。其中，STDN為芯片的使能端，低電平時(shí)關(guān)斷整個(gè)芯片以降低靜態(tài)功耗;SENSE為輸出電壓反饋采樣端;VFB為負(fù)載電流反饋采樣端;DRIVE為外部功率開關(guān)控制端;基準(zhǔn)電壓通過電阻分壓產(chǎn)生A2比較器的參考電壓VRA2;A1比較器的參考電壓為VRA1;A1和A2通過一個(gè)二端與非門控制一個(gè)暫穩(wěn)態(tài)為1.7μs單穩(wěn)態(tài)電路;輸出級(jí)DRIVE驅(qū)動(dòng)外部功率管QT。

　　系統(tǒng)將工作在兩個(gè)狀態(tài)：連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)和不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)。VIN上電，STDN置高電平，基準(zhǔn)源為A2比較器提供的比較參考電壓為VRA2。由于系統(tǒng)剛啟動(dòng)，A1、A2輸出高電平，單穩(wěn)態(tài)電路不觸發(fā)，輸出高電平，外部功率管QT導(dǎo)通。當(dāng)VSENSE>VRA1，A1輸出低電平，單穩(wěn)態(tài)電路觸發(fā)，DRIVE電壓迅速被拉低，開始給外部C2充電，在RS2兩端電壓未達(dá)到A2比較參考電壓前，系統(tǒng)將重復(fù)上述過程，系統(tǒng)工作在連續(xù)導(dǎo)通模式。當(dāng)RS2兩端電壓超過A2比較電壓VRA2時(shí)，A2比較器輸出低電平，單穩(wěn)態(tài)電路觸發(fā)，外部功率管關(guān)斷，從此時(shí)起1.7μs內(nèi)L給C2充電，當(dāng)L放完電后，C2開始放電，致使RS2兩端電壓仍然超過A2比較電壓，A2輸出低電平，單穩(wěn)態(tài)電路持續(xù)輸出低電平，外部功率管繼續(xù)處于關(guān)斷狀態(tài)，系統(tǒng)工作在不連續(xù)導(dǎo)通模式。系統(tǒng)啟動(dòng)升壓為連續(xù)導(dǎo)通模式，進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后系統(tǒng)為不連續(xù)導(dǎo)通模式。

　　2 電路原理與設(shè)計(jì)

　　2.1 開關(guān)限流控制電路

　　圖1中A1比較器、單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器、驅(qū)動(dòng)放大器和外部開關(guān)管組成的環(huán)路為開關(guān)限流控制電路。假定單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器輸出高電平穩(wěn)態(tài)，外部功率管QT導(dǎo)通，二極管D截止，電感L中的電流線性上升。當(dāng)電感電流較小時(shí)，限流電阻RS1上的壓降小于30mV，A1 比較器輸出低電平，不能觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器翻轉(zhuǎn);而當(dāng)電感電流上升至限流Ipk時(shí)，電阻RS1上的壓降達(dá)到VRA1，A1 比較器輸出翻轉(zhuǎn)，輸出低電平經(jīng)與非門控制單穩(wěn)電路進(jìn)入暫穩(wěn)態(tài),外部功率管QT關(guān)斷。由于電感電流必須連續(xù)，因此電感L的感應(yīng)電動(dòng)勢為左負(fù)右正，二極管D導(dǎo)通，電感L開始對(duì)C2進(jìn)行充電，輸出電壓VOUT上升。這一過程將持續(xù)1.7μs至?xí)悍€(wěn)態(tài)結(jié)束，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器重新回到高電平穩(wěn)態(tài)，再次使QT重復(fù)上述的開關(guān)過程，直至最終VOUT達(dá)到額定輸出電壓。

　　圖2為A1比較器電路，BIAS為偏置端，VA1為輸出端，VS為正向輸入端，SENSE為負(fù)向輸入端，即為外部電感電流Ipk檢測端。由于Q10、Q11、Q12偏置相同，故其提供的偏置電流相同。Q10、Q13、RS構(gòu)成A1比較器正向輸入支路。由于VCC和VBIAS電壓為常數(shù)，Q13采用二極管連接方式，A點(diǎn)的電壓為VBE13+VS;由于Q13、Q14同為NPN管，其兩管的VBE閾值電壓相同，當(dāng)VSENSE>VBE13+VS-VT(be)時(shí)，Q14截止，B點(diǎn)上升為高電平，Q15導(dǎo)通，VA1輸出低電平，通過控制與非門觸發(fā)單穩(wěn)電路，外部功率管關(guān)斷，VSENSE迅速下降為0，Q14導(dǎo)通，B點(diǎn)被拉至低電平，Q15關(guān)斷，VA1輸出高電平，此時(shí)控制信號(hào)為與非門所屏蔽，不觸發(fā)單穩(wěn)電路。電路進(jìn)入1.7μs暫穩(wěn)態(tài)，等待外部電感L放電結(jié)束。

　　由于系統(tǒng)外圍電路的主要功率損耗來源于反饋電阻RS1和電感L的寄生串聯(lián)電阻，所以可以通過低反饋電阻技術(shù)來降低系統(tǒng)外圍器件功耗。即通過調(diào)節(jié)RS可以提供一個(gè)盡可能小的比較參考電壓VRA1(約為30mV)，對(duì)于電感：

　　當(dāng)VRA1減小時(shí)，對(duì)于相同電感的Ipk，可以有效地減小RS1阻值，進(jìn)而降低系統(tǒng)外圍器件功耗。